SiC MOSFET 在 6.6kW 高频率高功率密度功率转换器中的应用

摘要

本文介绍了碳化硅 (SiC) 器件在高频率 LLC 谐振 DC/DC 转换器中的应用。此类转换器可用于母线转换器、电动汽车充电机、服务器电源和储能系统。在开关频率较高的情况下，LLC 变压器的漏电感可用作谐振电感，在 500kHz 和 6.6kW/400V 输出下，可以使得体积和重量减少 50%，磁性元件的功率损耗减少 30%。实验结果表明，在输出为 400V/16A 的变频器中，SiC 功率器件的性能优于 Si 基功率器件，在 500kHz 时的转换器峰值效率接近 98.5%。

1 简介

高效率和高功率密度一直是开关电源的持续需求[1]。随着碳化硅 (SiC) 器件等宽禁带 (WBG) 功率器件的技术开发和应用，使其在许多应用领域有望成为传统硅 (Si) 器件的替代品。由于它们具有出色的开关速度和较低的开关损耗，以及导通电阻 (R_{DS_ON}) 的低温依赖性，因此可以实现更高的效率、更高的功率密度、以及更高的鲁棒性和可靠性 [2-5]。此项研究将展示在 500kHz 到 1.5MHz 下，SiC MOSFET 在 6.6kW DC/DC 转换器中的性能。高频率操作的主要优点是变压器和 EMI 滤波器更小，而且变压器中集成了谐振电感，这进一步减小了转换器的尺寸。与传统的 100kHz - 200kHz DC/DC 转换器相比，在 500kHz 下运行的电路磁性元件的体积和重量减少了 50%，LLC 转换器（400V/16A 输出）的峰值效率接近 98.5%。由于 ZVS 产生的串扰要小得多，因此 SiC MOSFET 即使在没有负偏置驱动电压的情况下也可以可靠运行，从而降低了驱动电路成本。本文将介绍高频操作的实用设计指南，如 PCB 布局、磁芯材料和气隙选择、绕组线尺寸和结构、谐振电容器的选择等，并给出试验结果。

2 高频率 LLC DC/DC 转换器的模拟

利用 LTspice 对 SiC MOSFET 的性能以及影响转换器效率的因素进行模拟研究。图 1 显示的是一个全桥 LLC DC/DC 转换器的简化原理图。当开关频率为 500kHz，磁化电感 L_m = 30 mH 时，四个初级开关的模拟总功耗为 80.24W（每个 20.06W），由于所有主开关的 ZVS 导通，二极管作为输出整流器，总效率达到 98.11%。

较大的磁化电感 L_m 可以减小磁化电流，降低初级开关的导通损耗；但 L_m 的取值也需要提供足够的磁化电流来使漏极-源极电容完全放电，并确保在死区期间初级开关 ZVS 的导通。因此，L_m 应满足 (1) [6]。

其中，td 是上、下开关两个栅极驱动信号之间的死区时间，fs 是开关频率，C_Total 是总电容，包括初级开关的漏极-源极电容、PCB 的寄生电容和次级侧二极管的反射电容。对于给定的死区时间 t_d，可以根据 (1) 对 L_m 进行优化设计，实现正常工作时的高效率。

3 设计注意事项

3.1 LLC 变压器的设计

用 (1) 计算出最大磁化电感后，进行高频率操作时，需要仔细考虑磁芯材料、气隙和导线尺寸，否则会造成极大的功率损耗，导致变压器因过热而发生意外故障。在适用于高频率的磁芯材料中，选择了 Acme 的 P61，因为它的功率损耗低，而且易于获得用于大功率应用的磁芯形状，开关频率范围从 500kHz 到 1MHz。初步测试使用了 PQ50/28 磁芯。一次绕组 (f0.05mm´360´4) 和二次绕组 (f0.05mm´400´2 TIW) 都使用 Litz 导线，每个绕组有 9 圈。为了减少由气隙附近的边缘磁通引起的铜损，使用了三个分布式气隙而不是一个大的气隙，如图 2 所示。

3.2 PCB 布局

PCB 布局对 EMI、信号完整性以及电路效率和操作起着至关重要的作用，尤其是对于高频率 LLC 转换器而言。图 3 显示了 LLC 转换器实验 PCB 中存在的寄生电容（版本 1 和版本 2）。版本 1 的 PCB 采用了较大面积的铜片，目的是为了减少 PCB 线路的功率损耗和消除电流回路的磁场；但是，由于不同铜层之间存在较大面积的重叠，因此产生了表 I 所示的较大寄生电容。版本 2 的 PCB 的铜线和迹线重叠区域小得多，因此其产生的寄生电容大大降低。使用手持 LRC 测量仪在裸露的 PCB（没有填充任何部件）上测量寄生电容。在 LLC 电路中，开关 (CP1-CP4)、变压器绕组 (CP8-CP10) 和初级侧中点 (CP11) 之间的大寄生电容会导致不希望出现的效率下降（如表 I 所示，测得效率下降了 0.8%，功率损耗增加了 26W）。因此，需要在降低铜损和寄生效应之间进行权衡。

4 实验结果

图 4 显示的是功率密度为 128 W/in³ 的原型图，初级开关采用 TO-247-3 封装的 SiC MOSFET (C3M0060065D, 60 mW/650 V)，输出整流器采用 TO-220 封装的 SiC 二极管 (C6D10065A, 10 A/650 V)。由于高频率操作，谐振电感采用了主变压器的漏电感 (1mH)，因而不需要外部电感。基于 TI DSP 的控制卡 (TMDSCNCD280049C) 用于产生开环操作或闭环操作所需的栅极驱动信号，以调节输出电压。辅助电源（WolfSpeed 提供的 CRD-15DD17P）为控制电路和栅极驱动器供电。

图 5 显示了在 400V/16A 直流输出下，测量效率与开关频率的关系。最佳开关频率范围为 500kHz 到 650kHz，效率无明显下降。随着开关频率的增加，效率的下降主要是由于 LLC 变压器 [7]-[9] 中与频率相关的铜损和磁芯损耗增加，以及 PCB 线路损耗。频率从 500kHz 增加到 1MHz 时，栅极驱动导致的功耗增加了 2.2W，而每个 MOSFET 的功耗增加了 3.5W（模拟时从 20.06W 增加到 23.56W）。图 6 显示了开环操作中效率与输出功率的关系图。在半负载（约 3kW）时，可实现约 98.5% 的峰值效率。图 7 显示了初级侧上开关捕获的栅极-源极和漏极-源极波形，以及在 550kHz 和 400V 输入时初级侧谐振电流波形。

此外，我们还与初级侧开关的 Si 基功率器件（英飞凌的 IPW60R70CFD7，57mW/600V）进行了对比测试。与 Si 基 MOSFET 相比，SiC 基 Wolfspeed 器件 C3M0060065D 的导通电阻随结温升高而增加的幅度要小得多。图 8 显示了这两种器件的导通电阻与温度的关系图。在 150°C 时，SiC 器件的归一化导通电阻为 1.3，而 Si 基器件则达到 2.3。图 9 显示了不同功率器件的效率与输出功率的关系图。Si 基 MOSFET 由于其导通电阻随温度的升高而显著增加，开关损耗较大，在高功率时效率降低 1%，在相同的散热条件下已进入热失控状态。

对于在半桥或全桥电路中使用的 MOSFET 的关断，通常建议使用负栅极驱动电压（对于 C3M006065D 为-3V~-4V），以防止因高 dv/dt 引起的串扰而导致快速开关器件的误导通。但是，在 LLC 电路中，所有开关都是在零电压下通过软开关导通的，所以 dv/dt 要低得多，不会发生严重的串扰。因此，可以不需要开关关断的负电压，以降低驱动电路的复杂度和成本。图 10 显示了在没有栅极驱动负电压情况下捕获的波形。从图 11 中未观察到异常栅极驱动信号，也未看到明显的效率差异。

5 结论

本文介绍了一种采用 SiC MOSFET 和集成磁性元件的 LLC 谐振 DC/DC 转换器，并在 500kHz - 1.5MHz 范围内进行了全面测试。研究发现，精心设计的 PCB 布局和变压器是实现高转换效率的关键。在功率密度为 128W/in3 的情况下,获得了超过 98% 的峰值效率。测试效率数据和捕获的波形表明，SiC MOSFET 在比传统 Si 基器件高得多的频率下操作时具有优越的性能。此外，测试表明，在谐振 LLC 拓扑中，由于 ZVS 引起的串扰较小，即使在没有用于关断功率器件的负驱动电压的情况下，SiC MOSFET 也能够可靠地操作，因此降低了驱动的复杂度和成本。这些宽禁带器件在各种应用中为高效率、高功率密度的功率转换提供了前所未有的机会。未来的研究将把平面磁性元件与表面贴装功率器件结合起来，以实现更高功率密度转换器的设计。

参考文献

1. M. Paolucci, “Improving Power Density and Efficiency in Servers and Telecom,” Power Systems Design, Nov. 2015.
2. R. Wang, P. Ning, Z. Wang, et al., “A High-Temperature SiC Three Phase AC-DC Converter Design for > 100 °C Ambient Temperature,” IEEE Trans. Power Electronics, vol. 28, no. 1, pp 55-572, Jan. 2013.
3. L. Zhang, S. Guo, X. Li, et al., "Integrated SiC MOSFET Module with Ultralow Parasitic Inductance for Noise Free Ultrahigh Speed Switching," in Wide Bandgap Power Devices and Applications (WiPDA), 2015 IEEE 3rd Workshop, pp.224-229, 2-4 Nov. 2015.
4. J. W. Palmour, L. Cheng, V. Pala, et al., “Silicon Carbide Power MOSFETs: Breakthrough Performance from 900 V up to 15 kV,” in Power Semiconductor, pp.79–82, 15–19 June 2014.
5. G. Wang, F. Wang, G. Magai, et al., “Performance Comparison of 1200V 100A SiC MOSFET and 1200V 100A Silicon IGBT,” in 2013 IEEE ECCE, pp.3230-3234, 15–19 Sept. 2013.
6. B. Lu, W. Liu, Y. Liang, et al., “Optimal Design Methodology for LLC Resonant Converter,” IEEE-APEC Proc., 2006, pp. 533-538.
7. W. G. Hurley, E. Gath, and J. G. Breslin, “Optimizing the AC Resistance of Multilayer Transformer Windings with Arbitrary Current Waveforms,” IEEE Transactions on Power Electronics, pp. 369-376, Vol. 15, No. 2, March 2000. 369–76.
8. C. R. Sullivan, “Optimal Choice for Number of Strands in a Litz-Wire Transformer Winding,” IEEE Transactions on Power Electronics, pp.283-291, Vol. 14, No. 2, March 19.